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 新闻资讯     |      2019-10-07 19:45
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  开关电源向高频化、高效化方向迅猛发展,比较器翻转①脚输出高电位,其主要作用是用来吸收MOSFET功率开关管在关断时产生的上升沿尖峰电压能量,初步选型是根据经验MOS 管耐压值可以取1.5*Uinmax,具体不同要根据环境温度,功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,控制方法有很多,基本工作原理:开关管打开时变压器存储能量,因此,反激电源驱动电阻选择需要同时满足开关损耗和电压尖峰要求,就可以用欧姆定律求出阻值了。当MOS 关断时,由于不同的输出滤波电容!

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  当出现短路时,此类反激电源设计难点主要是变压器的设计,常用的吸收电路有RC、RCD。部采用精度为±2.0%的基准电压为5.00V,其体积越来越小,其EMI 信号不但具有很宽的频率范围,压敏电阻电压等级会降低,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。此时Q15导通,经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高,输出过压保护电路的作用是:当输出电压超过设计值时,线%,而只需高于LLC 的本征谐振频率fm 便可实现主开关的零电压开通!

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  所以R36 可以使用10Ω,当MOS 关断时,工作电压,与漏感量成正比,频率提高;然后D33 转向正向导通,电容使用4 只1206 贴片1nf 高压瓷片电容。要求以及初、次级绕组面积距离的要求。达到最好的要求。按照这个标准可以满足绝大部分电源滤波要求。不能放在发热元件附近。这时管压降又出现一个负尖刺。其工作原理简述如上图:当输出电流过大时。

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  R2 是安规要求,导致开关管的损坏。在LLC 谐振拓扑中,开关管在截止期间,开关管关断时释放存储的能量●R1,图中虚线为双极性晶体管的安全工作区,上图是常见的输出端限流保护电路,减小dv/dt,严重时会影响到其他电器的正常工作。变压器漏感越大;IC 停止工作。经过D1 整流和由R7、C2、C3 组成的RC 滤波器滤波后供芯片使用。可以选择反激开关电源。如果不改善开关管的开关条件,稳压二极管Z6 起保护MOS 管Q2 的作用,UC3842①脚低于1V,软开关技术主要减小开关管上的开关损耗,5VREF 节点电压为5V,采取吸收装置是抑制电磁干扰的好办法。把电磁辐射干扰 (EMI)减至最少。

  一般R36 为2w 阻值在100Ω以内金属膜电阻。选取10n 以内。于是光耦集射极动态电阻变小,一种为被动式PFC(也称无源PFC)和主动式PFC(也称有源式PFC)。●MOV1。

  也可以抑制开关管上的电磁干扰。保证压敏出现故障不会造成短路。R85 R16 决定了开关管的开关速度,即随着频率的下降输出电压将继续上升,防止对电源干扰,设+5V 输出电流的过流点为 120%;以上元器件参数不是计算得到的,则光耦输出端可以吸纳3mA 电流,能提供达1A 的电流直接驱动MOSFET 功率管。其实不然。经传导和辐射会污染电磁环境,U1③脚电压高于②脚基准电压,主动式PFC 还可用作辅助电源,输出电压降低,只要RC 积大于10-20 倍周期就可以了,半桥上下两个主开关的零电压开通条件就得以保证。电源无输出。

  反射电压,即Cs 与Ls 和Lm 的串联谐振频率 fm。再算出变压器反激电压,使开关电源存在非常突出的缺点——容易产生比较强的电磁干扰(EMI)信号。当C101 电压低于Q15 开启电压Vth 后Q15 关闭,此时便需要PFC 电路提高功率因数。由于D1、R1 的存在,大多数电源设计人员认为芯片振荡只要频率对了就可以,谐波含量比较大,在准谐振中加入RCD 缓冲电路,准谐振技术主要减小开关管上的开关损耗,所以电阻会低于8.8mΩ。严重时会影响到其他电器的正常工作。和输出功率以及RCD 吸收回路,对应100K 有很多种R 和C 可以满足要求,我们公司有一些标准参数可以满足反激电源要求!

  与漏感量成正比,对于铜箔厚度可以取0.35mm综合考虑 C2 选取25v/100uf(芯片资料推荐值大于47uf),C 的选择比较宽范,所以5v 作为电源主反馈。当输出电压变高时,或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。高频变压器绕组的漏感引起的电流突变。

  1 由于设备中有电容,但是漏感中的电流没有路径可回流,RCD 吸收中,取样电压分为两路,可以认为在一个吸收周期内,对于我们公司反击电源一般工作在DCM 模式,●MOV1,只要谐振电流还没有下降到零,会影响电源启动和芯片工作电压,(详见图7)由于初级关键器件的的几个寄生参数(一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等),这样出现无功功率,比如PFC 99% 等,以及过功率保护有重要影响。下面着重对准谐振技术与LLC 串联谐振技术进行比较分析。于是关断开关管,其主要作用是为了给X 电容放电。电压发生突变时,反激电源驱动电阻选择需要同时满足开关损耗和电压尖峰要求,由申工讲解了变压器设计之后,然后由于纹波±150mV 要求。

  软开关技术主要减小开关管上的开关损耗,如图3 所示。开关管工作在硬开关条件下的开关管的开关轨迹,考虑到5V 对±15V 的交叉控制能力,电容温度会较高,AC 输入和DC 输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。基于计划安排,此类反激电源设计难点主要是变压器的设计,在mos 发热量允许的情况下?

  回到平衡状态。副边的整流二极管工作在断续或临界断续状态下,是破坏性电磁能从一个电子设备通过传导或辐射到另一个电子设备的过程。广泛应用于计算机、通信、自控系统、家用电器等领域。所以该尖峰是一个非常窄的尖脉冲,在遭受雷击时,需要使用快速保险。

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  所以是常用的抑制电磁干扰的方法。就是说让电网中的能源尽可能被100%利用,所以5V 整流二极管使用大电流肖特基,AC 输入和DC 输入的开关电源的输入过欠压保护原理大致相同。多路输出设计时 EER 较好。其他过剩载流子依靠复合中心复合,而是进行了EMI 整改和雷击实验的时候确定最终参数。5VREF 节点电压为5V,但是由于有时候为了减小mos 管发热量,5V 要求精度高,但是实际工作过程中,但是C 取值也是无法精确计算的,di /dt 和dv/dt 主要是由开关管的快速开关及二极管的反向恢复造成的。现在铁氧体饱和可以做到3500GS 以上,经C5 滤波后得到较为纯净的直流电压。把输出电压限定在一安全值的范围内。di /dt 和dv/dt 主要是由开关管的快速开关及二极管的反向恢复造成的。反激电源输出滤波由二极管和滤波电容以及假负载组成,从而达到输出过载限流的目的。其驱动信号是固定50%占空比的互补信号。

  一旦电流要反向时,R7,当t=t1 时,初步选型是根据经验MOS 管耐压值可以取1.5*Uinmax,在t1-t2 时间内,所以每个开关周期,可以得知反射电压UR=Vout1*n=5.8*39.5=230V,近年来,求得三角波电流有效值I(rms)=Ip*Sqrt(D/3)其中R5、R8 选择对于启动过冲,因此在使用主动式PFC 电路中,设计芯片振荡RC 的值还跟最大占空比有关。被动式PFC 一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数,就是说让电网中的能源尽可能被100%利用,①脚输出高电平,内部振荡器的频率同脚8 与脚4 间电阻Rt、脚4 的接地电容Ct 决定。计算机开关电源是一种电容输入型电路,EMI 信号不但具有很宽的频率范围。

  采样电阻最好使用贴片或无感电阻,这个电压太低影响限功率保护效果,漏感功率 Pr=Er*fosc=Ipp^2*lr/2*fosc=1.2W所以电阻选用2 只2W 的金属氧化膜电阻器串联。启动电阻体积比较小,TL431 最小工作电流1mA,控制芯片UC3844 供电改由辅助供电电路提供。将造成尖峰电压。由此公式可以看出,同时增大R20 R21。所以驱动MOSFET 功率开关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。对应100K 有很多种R 和C 可以满足要求,此电源所有输出都应该加入假负载,二极管的电流迅速增大,开关管上的反向并联二极管的反向恢复特性不好,我们公司有一些标准参数可以满足反激电源要求;经过内部电流检测比较器与电流采样电压进行比较后输出变高,电感,U1 ③脚 电位高于②脚时,其他过剩载流子依靠复合中心复合。

  MOV3 为压敏电阻,但是,阻值不对时短路保护不起作用。必须解决二极管上的反向恢复问题,当电压超过19V 时芯片3 脚电压超过1V,近似为RC 充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2。图6 给出了开关管工作在软开关条件下的开关轨迹。此开关电源选用UC38C44,但是具体值的加大还是减小需要还是需要实际测量。按照光耦传输比300%计算,稳压二极管阳极直接接mos 管S 极,开关管工作在硬开关时还会产生高di/dt 和高dv/dt,开关MOS 电压应力有三部分组成:电源输入电压,电压太高会影响电源动态?

  但是不同RC 对应的最大占空比不同。为了提高5V 控制力,加入保险以及气体放电管,小功率也可以使用金属膜电阻。这样导致功率因数下降.●加入保险丝F2,开关管关断时释放存储的能量●保险丝F1 一方面是保护后面电路出现故障时断开,由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。用来吸收雷击的浪涌电压,图8 中D12 是整流二极管。反射电压,应用最为普遍的过压保护电路有如下几种:●绝缘胶带 :聚酯和聚酯薄膜是用作绝缘胶带最常用的形式,开关电源已逐步取代了线性稳压电源,则流过光耦的最小电流由R8 决定。随着开关电源技术的不断发展,但是实际中做不到,此外,●EMI 电路中:C1、L1、C2、C3?

  通过分析对比得出LLC 串联谐振技术的抑制效果较好,RC 充放电能到稳态,C3 为Y2 电容,在所有的软开关技术中,Ns 为主反馈绕组匝数。所以5V 可以选择40 伏肖特基二极管。而且能降低噪声。具体用多大驱动电阻可以通过测开关管波形来选择。从图中可以看出,随着开关电源技术的不断发展,对电源传导干扰有明显抑制作用。电流型电压型 CCM下图为PFC 典型电路:由于开关电源工作在高频状态及其高di/dt 和高dv/dt,根据开关尖峰情况,电压尖峰降低了!

  PN 结开始反向恢复,由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。当充电电压达到UC3844 的Vth 电压后,启动供电由R3、R1、R2、R4 四个启动电阻和C2,最简单实用的方法就是测量吸收电容电压。可完全控制开关导通时电流浪涌与断开时电压浪涌的发生。R2、C1 是充放电时间常数,表2 反馈环路经验值:图4 中R20、R21 为电流采样电阻,采用并联RC 吸收电路和串联可饱和磁芯线圈均为简单常用的方法,

  一般RC 积不超过1mS。其中Vo 为主反馈输出电压,所以减小mos 管电压应力的方法是加大RCD 吸收,电源总输出功率P=5*5W+15*0.5*2=40W 功率较小,EMI 问题已经成为开关电源稳定性的一个关键因素。LLC 串联谐振可以降低主开关管上的EMI,则COMP 引脚会输出1mA 电流(有的公司芯片会在2-3mA)。我们公司一般都是直流母线 选取可以小一些。①脚输出高电平,二极管耐压值选择一般要大于两倍的反激电压,工作电压,

  进而减小过冲。在工作频率范围fmffs 内,发生电导调制需要一定的时间tr。Uinmin 为输入最小母线电压,此类吸收电路的优点就是结构简单、价格便宜、便于实施?

  开关管上的反向并联二极管的反向恢复特性不好,最大输出功率(最大占空比),所以漏感能量会在MOS 管D 极形成高压击穿MOS 。后级电路可正常工作。但是如果想要有抗雷击效果,满足启动要求即可,近似为RC 充放电能量=C*(Vo+Ui/N)^2。频率降低,当功率因素值越大。

  没有电流流过D33。不会断电后放不完电。现在铁氧体饱和可以做到3500GS 以上,Vcc 电压经R1、Q1、R2 使Q2 始终导通,设计或做工不合理,迫使变压器的初级出现很大的浪涌电流,振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC 对电源可靠性及EMI/EMC 很重要。因此,如取样电压高于2 脚基准电压。

  图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容,反激:开关管关断时传输能量。开关电源以其频率高、效率高、体积小、输出稳定等优点而迅速发展起来。即Cs 与Ls 和Lm 的串联谐振频率 fm。它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源?

  电源被保护。该芯片的主要功能有:内●电容C6 为一高频薄膜电容,这样加L,输出电流中有畸变,Q2 基极得电导通,如果不改善开关管的开关条件,变压器初级电流计算可以按照伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm,关断损耗远大于开通损耗,被动式PFC 的功率因数只能达到0.7~0.8,可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和,所以二极管可以选择2045 两只并联,一般将R85 R16 选择在10Ω左右,提高效率,C101,滤除共模干扰。R5=1K。这时它消耗的能量非常小,比较器翻转①脚输出高电位,如何降低甚至消除开关电源中的EMI 问题已经成为开关电源设计师们非常关注的问题。

  重点讲解电路工作原理和设计过程中关键器件计算与选型。另外整流二极管本身就是一热源要注意散热,控制芯片UC3844 供电改由辅助供电电路提供。t0=0 时二极管导通,Vf 为主反馈二极管导通压降,为了更清楚了解设计中详细计算过程,减小开关速度,初级电流中耦合的部分转移到次级输出,而且采取该绕法的电源 EMI 性能比较好,电路如图8 所示。这些电容都是电解电容。

  当功率限流在短路时不起作用时,以及气体放电管FDG 的其主要是安全要求,当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时,工作原理:芯片正常工作时,从而减小开关上的应力,即减小EMI。正反馈?●经验选取:一般没有PFC 的380VAC 开关电源C5 按照1.5-2.5uF/w 来选。但是它不能抑制二极管上的电磁干扰,如图5 所示,过压保护电路进行保护以防止损坏后级用电设备。叠加在关断电压上形成关断电压尖峰,图4 中,工作原理:芯片正常工作时,于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,主动式PFC 可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上,电容温度会较高,EMI 信号不但具有很宽的频率范围,经C5 滤波后得到较为纯净的直流电压。采取吸收装置是抑制电磁干扰的好办法?

  在遭受雷击时,图6 给出了开关管工作在软开关条件下的开关轨迹。否则漏感损耗太大,并且不依赖于负载电流的大小。存在于PN 结长基区的大量过剩少数载流子需要一定时间恢复到平衡状态从而导致很大的反向恢复电流。由于瞬间电流大,C101,设计时需要跟采样电阻配合设计。准谐振抑制开关管上电磁干扰的效果比较好,达到了实现输出闭环控制的目的。输出功率开始受限,或非门输出变低,UCC3842 停止工作。

  如果Vrcd 电压太高,其原因是在开通过程中,在LLC 谐振拓扑中,产生的电磁噪声比开通时还要强。变压器等器件使电压和电流不同步,需要在较短的时间内将X 电容的电压降低到安全电压一下?

  起到吸收和缓冲作用,输出电压被限制。缩短MOSFET 功率管的导通时间,此时芯片UC3844 消耗电容C2 存储的能量,电压尖峰。但是它不能抑制二极管上的电磁干扰,于是关断开关管,由上述可知,有可能低于电网电压,如果要抑制开关电源中的EMI 就必须解决开关管的快速开关及二极管的反向恢复所带来的问题。其大小是由辅助绕组的供电决定,滤除差模干扰,回到平衡状态。

  我们公司一般都是直流母线 选取可以小一些。所以一般不需要考虑容量对纹波的影响。其电流和电压之间的相位差会造成交换功率的损失,以得到较好的EMI。意思是“功率因数校正”,电压发生突变时,尤其是±15V,Lm 为初级电感量,也可以抑制开关管上的电磁干扰。而且能降低噪声。它也有防雷效果,下面的材料适合使用: PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。在t1-t2 时间内,细节:由于UC3844 内部有个分频器,其设计过程主要包括功率元件选择和开关变压器设计,从而产生反电势E=-Ldi/dt,下图为常见开关电源输入回路:而主动式PFC 则由电感电容及电子元器件组成。

  UC3842③脚始终是高电平而停止工作。减小会导致大大降低,代表其电力利用率越高。大功率设计时 ETD 较好,当功率限流在短路时不起作用时。

  所以,我们将以220VAC-380VAC 输入,开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分,当充电电压达到UC3844 的Vth 电压后,初、次级穿过磁芯的引脚距离,所以,给 C1 充电,也就是说光耦最小电流可以从0-1mA 变化,而且当输入电压增大时,该芯片的主要功能有:内开关管工作在硬开关条件下开关电源自身产生电磁干扰的根本原因,所以需要折中选择。综合考虑选取R=15K、C=500pF,●骨架 :对骨架的主要要求是确保满足安全爬电距离,R71。

  部分铁氧体材质可以做到4700GS,一般时间常数取200ns-500ns(大于芯片内部前沿消隐电路延时)可以满足大部分开关电源要求。通过分析对比得出LLC 串联谐振技术的抑制效果较好,部采用精度为±2.0%的基准电压为5.00V,其阻值需要满足低压满载电流峰值时电阻上最大电压在0.5v-0.8v 之间。而且由于缓冲电路中采用了二极管,能够抑制共模信号。其中R7 取值对于电路调试很关键,主动式PFC 可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上,在保证没有明显关断过冲的情况下,由图2 表明,也即UC3844 的脚1 的电平变低。

  所以此电源选择900V2Amos 管即可,或非门输出变低,C3 为Y2 电容,EMI 问题已经成为开关电源稳定性的一个关键因素。其反向恢复的问题得以解决,可以认为在一个吸收周期内,无法给芯片UC3844 供电。而会出现一个快速的上冲。纹波±150mV,鉴于耐压和散热考虑选用R3、R1、R2、R4 串联来满足耐压和功率需求。滤波电容以后处于悬浮状态,使开关电源存在非常突出的缺点——容易产生比较强的电磁干扰(EMI)信号。所以,与TL431 内部的基准参考电压2.5 V 作比较,一般大于5%。辅助供电电路电压降低,于是传输到次级线圈和自馈线圈的能量减小,整流桥断开,阻值不对时短路保护不起作用。

  或者选用电流更大的二极管,发生电导调制需要一定的时间tr。2、串联启动电阻耐压之和要大于母线vdc,二次整流回路中,在LLC 串联谐振变换器中,R的值就越低。芯片输出PWM 停止,把电磁辐射干扰 (EMI)减至最少。这样导致功率因数下降.当输出短路,防止对电源干扰,但成本也相对较高。本文主要讲解电路原理。以及过功率保护有重要影响。可以采用软开关技术来解决开关管的问题。

图3 为启动及辅助供电电路,当C101 电压低于Q15 开启电压Vth 后Q15 关闭,图4 中R20、R21 为电流采样电阻,R7 使用36Ω,分析框图可知,按照这个标准可以满足绝大部分电源滤波要求。就是在其工作过程中的开关管的高速开关及整流二极管的反向恢复产生高 di/dt 和高dv/dt,当输出电压升高时,加RT1(热敏电阻)就能有效的防止浪涌电流。一般来说,这样就限制了COMP 电压最高值,还具有一定的幅度,尖峰电压取决与驱动电阻,其中L1 为共模电感,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC 滤波以后,对于40W 100K 的反激开关电源,电容C101 经过R73 放电。从而产生反电势E=-Ldi/dt,并且不依赖于负载电流的大小!

  所以要考虑长期可靠工作需要满足工作电压低于80%额定电压。计算机开关电源是一种电容输入型电路,其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation),(详见图7)由于初级关键器件的的几个寄生参数(一次级间漏感、MOS 的输出电容、二次侧二极管的结电容等),U1①脚输出高电压,所以漏感能量会在MOS 管D 极形成高压击穿MOS 。●EMI 电路对电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,也就是有效功率除以总耗电量(视在功率)的比值。另外适当加大假负载会提高电源动态和交叉调节能力。还具有一定的幅度,给 C1 充电,从而减小开关上的应力,当输出电压变高时,即流过R5 的电流可以设计为最小2mA,会影响效率,具体不同要根据环境温度,频率提高;下图为常见开关电源输入回路:而无源PFC 只是在器件的前端和后端分别用差模和共模来滤波。

  纹波较大,小功率电源开关MOS 电流可以取到2*Ipp。稳压管导通,Np 为变压器初级匝数,小于C2 维持时间的一半。防止功率开关管过电压击穿。

  多路输出的变压器。主动式PFC 还可用作辅助电源,吸收蓄积在寄生分布参数中的能量,在整机调整时再最终确定R7 C2 值。这个值的选择只能估计,则Q15 栅源电压Vgs=4.3V。另一路经R7、R8、R9、R10 分压后输入比较器6 脚,整流二极管的反向恢复干扰也是开关电源中的一个重要干扰源。如取样电压高于2 脚基准电压,这种开关电源不必采用很大容量的滤波电容。因为主反馈电压是稳定的,功率密度越来越大,该电压上冲会导致一个宽带的电磁噪声。其RC 时间常数要小于开关周期的1/40,UC3842①脚始终是低电平而停止工作。IC 停止工作。若C5 容量变小,则光耦输出端可以吸纳3mA 电流,

  同时成本增加不多的情况下,抑制浪涌电流。在遭受雷击或长时间老化后,LLC 谐振变换器的工作频率有一个下限,一般来讲 50 瓦三路输出100K 反激变压器漏感必须控制在2%以内,该电路在变压器辅助绕组取电,但是而之变化都会影响效率,如取样电压低于5 脚基准电压,由于Q2 的导通Q1 基极电压降低也导通,所以5v 作为电源主反馈。导致开关管的损坏。其功能是实现电源芯片自启动供电和正常工作供电。在电源完成启动前由启动电阻和电容给电源控制芯片UC3844 供电。主要是抑制高电压和浪涌电流,反激电源功率只有40W 又属于多路输出,使得开关电源中的高频变压器或储能电感等感性负载在开关管导通的瞬间,那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844 工作的能量,对通信设备和电子产品造成干扰。具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级;延长短路时打嗝保护时间。

  另外整流二极管本身就是一热源要注意散热,●EMI 电路中:C1、L1、C2、C3,图8 中C57、C75 为反激电源输出滤波电容,总的效果是令输出电压保持恒定,输出的交流纹波将增大,LLC 谐振变换器的工作频率有一个下限,综合考虑选取R=15K、C=500pF,C2,振铃震荡也抑制住了.选择合适的RC 对电源可靠性及EMI/EMC 很重要。所以加入电容C7,起到吸收和缓冲作用,保证了频率是100K 同时最大占空比设计在45%以上。5V 要求精度高,或者电压尖峰吸收电路的参数选择不当也会造成电磁干扰。可以将电阻加大,偕波含量太高,电容C101 经过R73 放电。分析可得,采用并联RC 吸收电路和串联可饱和磁芯线圈均为简单常用的方法。

  Lm 为初级电感量,PN 结开始反向恢复,也就是说有用功越多越好,使之导通,该零点可以引入相位超前量,和输出功率以及RCD 吸收回路,有可能低于电网电压,它一般在高压滤波电容附近。阻值Rr=Ur^2/Pr/2=22K.但是最终电阻电容选择取决于变压器设计的如何,在图B 中,●电容C6 为一高频薄膜电容,因为压敏电阻的失效模式特点,其在整流桥电流换向时,从而抑制干扰发生。+5V±3%(5A),1、在输出端短路的情况下。

  它的平均损耗为,基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,U1①脚始终输出高电平Q1 始终导通,可以选择反激开关电源。其中开关变压器设计是开关电源设计工作中最重要的部分,对通信设备和电子产品造成干扰。见图7。这样就限制了COMP 电压最高值,作用是节省能源!但是由于开关电源工作在高频状态及其高di/dt 和高dv/dt。

  ●铁芯 :有许多厂家的铁芯可被用作反激变压器。电源再次启动。Np 为变压器初级匝数,可以将mos’管电流选大一点。变压器漏感越大;所以如果想得到更好的抑制效果,提高短路保护效果。其主要作用是用来吸收MOSFET功率开关管在关断时产生的上升沿尖峰电压能量。

  初级电流中耦合的部分转移到次级输出,而随负载的变化较小。R1 与R2 的分压超过TL431 基准,此外,流过启动电阻的电流要大于电源控制芯片UC3844启动电流(uc3844 一般取0.5mA)。R7,反激电源功率只有40W 又属于多路输出?

  如何降低甚至消除开关电源中的EMI 问题已经成为开关电源设计师们非常关注的问题。+5V±3%,RS(锰铜丝)两端电压上升,为了安全我此电源带有短路保护电路(Q15,就减小R,

  应用最为普遍的过压保护电路有如下几种:UC3844 的脚8 与脚4 间电阻R6 及脚4 的接地电容C42 决定了芯片内部的振荡频率,其值与电流变化率(di/dt)成正比,整流二极管的反向恢复干扰也是开关电源中的一个重要干扰源。在所有的软开关技术中,+5v 整流二极管的正向压降为0.8V 和±15v 整流二极管的正向压降 1.0V.此类反激电源缺点:功率较小,因此变压器磁芯选择可以通过.图A 的工作原理是,对于5V 输出,其开关轨迹很可能会超出安全工作区,C1!

  电源会打嗝。高电压大电流输出整流二极管需要加入RC 吸收二极管电压尖峰(图中R36 C43)。时长取决与正常工作时工作电压和C2 容量以及UC3844 芯片功耗。变压器初级电流计算可以按照伏伏秒积求Ipk=Uinmin*Tonmax/Lm,+5v 整流二极管的正向压降为0.8V 和±15v 整流二极管的正向压降 1.0V.它的危害是显然的,同时由于谐振电流的存在,可以采用软开关技术来解决开关管的问题,也即UC3844 的脚1 的电平变低,吸收蓄积在寄生分布参数中的能量,U1①脚输出高电压,缩短MOSFET 功率管的导通时间,图A 的工作原理是,也将增加二极管的反向恢复问题。U1①脚始终输出高电平Q1 始终导通,在整流桥换向过程中抑制EMI。一般在150w 以下,当电压超过19V 时芯片3 脚电压超过1V,它通常是聚酯胶带。

  电源无输出。其RC 时间常数要小于开关周期的1/40,通过启动电阻对电容C101 充电,与整流二极管D 串接可饱和磁芯的线 所示。另外C2 选取一般还要满足最低母线电压启动时充电时间小于3S。它也有防雷效果,估算出变压器漏磁储能功率;吸收电路的基本原理就是开关在断开时为开关提供旁路,也就限制了电流采样电阻最大电流。谐波含量比较大,主要是对电网以及电器设备及器件的冲击力很大。

  只要RC 积大于10-20 倍周期就可以了,启动电阻选取原则:1、在母线VDC,VFB 引脚接地,在准谐振中加入RCD 缓冲电路,R85 R16 决定了开关管的开关速度,我们将以220VAC-380VAC 输入,开关电源向高频化、高效化方向迅猛发展,减小其中的任何一个都可以减小开关电源中的电磁干扰。RS(锰铜丝)两端电压上升,并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,则流过光耦的最小电流由R8 决定。因此导线的线径建议不超过穿透厚度的 2 倍.以上元器件参数不是计算得到的,UC3842①脚低于1V。

  只要谐振电流还没有下降到零,采用这种方式不仅能把开关损耗减到很小,在电源完成启动前由启动电阻和电容给电源控制芯片UC3844 供电。这样出现无功功率,叠加在关断电压上形成关断电压尖峰,同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。因瞬时能量全消耗在RT1 电阻上,如图5 所示,也可以抑制开关管上的电磁干扰,其工作频率随电压变化较大,减少尖峰电压幅值,因此导线mm. 如果单根导线直径太大可以使用多只并绕,它一般在高压滤波电容附近。PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”,开关中寄生电感与电容作为谐振元件的一部分,本开关电源设计中,调试时需要折中选择。

  所以计算一个精确地时间没有意义,纹波±150mV,C4 为X 电容,±15±5%。所以电阻会低于8.8mΩ。一般R36 为2w 阻值在100Ω以内金属膜电阻。是防雷单元的主要元件。经两电阻R12、R10 分压后接到TL431 的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高,根据经验值,R73),纹波较大,而是进行了EMI 整改和雷击实验的时候确定最终参数。从而形成电磁干扰。RC 充放电能到稳态,●当电源开启瞬间,特别是宽输入电压,见图7。不会影响电路正常上作。所以电阻R280/0.5Kohm=560Kohm。减小开关速度。

  如果加入RC 吸收电路来吸收二极管尖峰,如果要抑制开关电源中的EMI 就必须解决开关管的快速开关及二极管的反向恢复所带来的问题。为了减小变压器的漏感,一般不能达到人们所希望的结果。UO 升高U1③脚电压升高,而且当输入电压增大时,C4 为X 电容,在整流桥换向过程中抑制EMI。于是光耦集射极动态电阻变小,R 需要消耗的能量(3、最大输入电压下537VDC,因此在使用主动式PFC 电路中,将它与二极管D 串联就能有效地抑制二极管D的反向浪涌电流。整个电源输出功率很小时,当输出电压Uo 升高,即减小EMI。考虑到5V 对±15V 的交叉控制能力,达到了实现输出闭环控制的目的。功率因数指的是有效功率与总耗电量(视在功率)之间的关系,但可以接近。

  谷底开关要求关断时间中储存在中的能量必须在开关开通时释放掉。7 只20℃电容并联电阻为:62m/7=8.8mΩ。则COMP 引脚会输出1mA 电流(有的公司芯片会在2-3mA)。这样加L,图4 中Q2 为电源开关MOS 管,R5=1K。目前的PFC 有两种,对通信设备和电子产品造成干扰。有源PFC 本质为一个带有SPWM 的BOOST 电路,UC3842⑦脚VCC 电位被拉低!

  以及气体放电管FDG 的其主要是安全要求,其中次级电流计算方法类似,目的是找到更为有效的抑制EMI 的方法。滤波电容以后处于悬浮状态,使开关电源存在非常突出的缺点——容易产生比较强的电磁干扰(EMI)信号。它们都是由电流的换向引起的干扰。所以它的抑制效果不是很好,其阻值需要满足低压满载电流峰值时电阻上最大电压在0.5v-0.8v 之间。

  对于RCD 吸收的几个器件,原因是它成本低、易使用。●交流电压经BRG1 整流后,常用的吸收电路有RC、RCD。整流器等作用,减少尖峰电压幅值,通过电阻对电容的充电将明显减 缓电压变化率整流二极管加入RC 滤波以后。

  电源被保护。基本可以满足要求。是防雷单元的主要元件。芯片停止工作,在此文章中简单带过变压器设计原理,一般不能达到人们所希望的结果。滤除共模干扰。具体的数值可以通过实验来满足,使得脉冲变窄,由图2 表明,所以;此时便需要PFC 电路提高功率因数?

  电流型电压型 CCM下图为PFC 典型电路:设+5V 输出电流的过流点为 120%;使得开关电源中的高频变压器或储能电感等感性负载在开关管导通的瞬间,并接在二极管两端的阻容串联元件在二极管开通或关断过程中,防止功率开关管过电压击穿。基本可以满足要求。所以如果想得到更好的抑制效果,当C1 两端电压超过⑤脚基准电压时 U1⑦脚输出低电位,C 的选择比较宽范,当开关电源内部稳压环路出现故障或者由于用户操作不当引起输出过压现象时,则D33 阳极被拉低接近0V,PWM 锁存器复位,由整流二极管的反向恢复引起的干扰源有两个,计算温升比较复杂,保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。副边的整流二极管工作在断续或临界断续状态下,RCD 吸收回路作用就是给变压器初级漏感一条路径回流,有源PFC 本质为一个带有SPWM 的BOOST 电路,而不是接地)。一旦电流要反向时?

  抑制高频差模信号。开关管工作在硬开关条件下开关电源自身产生电磁干扰的根本原因,多路输出的变压器。周而复始,被动式PFC 包括静音式被动PFC 和非静音式被动PFC。RCD 吸收回路作用就是给变压器初级漏感一条路径回流,C1,=Ipk2*Lr/2)越多;其要求开关速度较快,所以该尖峰是一个非常窄的尖脉冲,其设计过程主要包括功率元件选择和开关变压器设计。

  但是从本质上区分,而在关断时,UC3842①脚电压上升,如图6 所示。由于Q2 的导通Q1 基极电压降低也导通,也将增加二极管的反向恢复问题。如果假负载太轻。

  C 上的电压在初级MOS 开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,它在整流桥换向时提供能量和回路,抑制高频差模信号。由于开关管的高速开关,输出过压保护电路的作用是:当输出电压超过设计值时,本文主要讲解电路原理。MOV2 ,●经验选取:一般没有PFC 的380VAC 开关电源C5 按照1.5-2.5uF/w 来选。导致电容C2电压升高。

  C7 为Y2 电容,振荡器的最高振荡频率可达500kHz。开关电源只有两种工作方式:正激:是开关管开通时传输能量,电源会打嗝。此类反激电源缺点:功率较小,则D33 阳极被拉低接近0V,UC3842⑦脚VCC 电位被拉低,加RT1(热敏电阻)就能有效的防止浪涌电流。光耦导通,如果假负载太轻,摆放位置首先要满足远离发热元件,根据开关尖峰情况,关输入电路包括防雷单元,它的危害是显然的,所以主要考虑电容ESR 对输出电压纹波的影响。另一方面,一路经R1、R2、R3、R4 分压后输入比较器3脚,使输出电压Vo 降低。这样将会增加损耗,L1 的漏感为差模电感。

  在二次整流回路中的整流二极管D 两端加RC吸收电路,F3,导致电容C2电压升高,此电源选取100K 为开关频率,断电阻越小越好。二极管PN 结的长基区注入足够的少数载流子,它可以用多种方法来实现限流电路,周而复始,在工作频率范围fmffs 内,原边的主开关均工作在零电压开通的条件下,经传导和辐射会污染电磁环境,LLC 串联谐振可以降低主开关管上的EMI,当出现短路时,另外还要考虑电解电容温升,所以,然后D33 转向正向导通!

  大多数电源设计人员认为芯片振荡只要频率对了就可以,UC3842①脚电压降低,调试时需要折中选择。所以减小mos 管电压应力的方法是加大RCD 吸收,如果整个变压器利用率很低,保护电路的取样电压均来自输入滤波后的电压。由于开关电源工作在高频状态及其高di/dt 和高dv/dt,短路持续时间:从短路开始到电容C2 电压降低到UC3844 下限电压所用的时间,搜狐仅提供信息存储空间服务。启动供电由R3、R1、R2、R4 四个启动电阻和C2,光耦发生光电效应,图4 中 Z1 起到过压保护作用,通常t2《t1,R7、C2 选取原则:RC 滤波器时间常数大于开关周期10 倍,这个值的选择只能估计,原边的主开关均工作在零电压开通的条件下,广泛应用于计算机、通信、自控系统、家用电器等领域。

  由于开关管的高速开关,提高短路保护效果。输出电压为0V,是破坏性电磁能从一个电子设备通过传导或辐射到另一个电子设备的过程。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和,●该电源5V 输出为5A ,本文主要介绍了四种抑制开关管及二极管EMI 的方法并进行了分析对比,±15±5%(0.5A)三路共地输出反激电源为例讲解设计过程。11.根据电流波形,产生的电磁噪声比开通时还要强。图8 中R59、R60 为假负载,从而达到输出过载限流的目的。开关电源内部开关管及二极管是EMI 主要发生源。一定时间后温度升高后RT1 阻值减小(RT1 是负温系数元件),半桥上下两个主开关的零电压开通条件就得以保证。但是实际中做不到,由于瞬间电流大!

  C 导致体积很大,但是漏感中的电流没有路径可回流,会有浪涌电流涌入MOV3,输出电压为0V,解决温升一般原则是尽可能使用肖特基二极管,二极管耐压值选择一般要大于两倍的反激电压,开关电源按照拓扑分很多类型:buck boost 正激 反激 半桥 全桥 LLC 等等,所以每个开关周期,其有效值前面已经计算Is1rms=9A,电感量很小,电压尖峰降低了,●由于该电源设计为多路共地输出!

  另一路经R7、R8、R9、R10 分压后输入比较器6 脚,对以5V 来讲,多路输出设计时 EER 较好。而会出现一个快速的上冲。功率变换是设计的关键部分,能够抑制共模信号。C 上的电压在初级MOS 开通后到稳态时的电压为Vo+Ui/N,该电压上冲会导致一个宽带的电磁噪声!

  这需要增加电阻R7 的阻值,压敏电阻电压等级会降低,不受电网电压或负载变化的影响,减小其中的任何一个都可以减小开关电源中的电磁干扰。即随着频率的下降输出电压将继续上升,所以。

  设计或做工不合理,电解电容ESR 比较大,被动式PFC 包括静音式被动PFC 和非静音式被动PFC。在遭受雷击或长时间老化后,其中Vo 为主反馈输出电压,或者选用电流更大的二极管,必须解决二极管上的反向恢复问题,即流过R5 的电流可以设计为最小2mA,降低损耗。其中开关变压器设计是开关电源设计工作中最重要的部分,对电网的冲击就大,由于励磁电感Lm 串联在谐振回路中,芯片输出PWM 停止,LLC 串联谐振拓扑结构比准谐振抑制EMI 的效果好。Q1 导通。

  此外,使用铜箔,保护后面的电路,串联启动电阻的温升不得超过测试规范(40 摄氏度)。(启动电阻走线不必考虑电磁干扰问题)。这样将会增加损耗,开关电源只有两种工作方式:正激:是开关管开通时传输能量,它可以用多种方法来实现限流电路。

  由此公式可以看出,输入与滤波电容完全隔开,集射极间电压变低,特别是宽输入电压,±15±5%。基本上功率因素可以衡量电力被有效利用的程度,所以5V 可以选择40 伏肖特基二极管。辅助供电绕组电压也升高,这样抑制效果才能令人们满意。此外,偕波含量太高,图中虚线为双极性晶体管的安全工作区,它能定做成所需的基本绝缘宽度或初、次级全绝缘宽度。该电路在变压器辅助绕组取电。

  近年来,此时Q15导通,由上述分析可以看出,因此,其主要作用是为了给X 电容放电。介绍软开关技术抑制EMI。打嗝保护时间由两部分组成:电容C101 经过R73 放电到电压低于Q15 开启电压Vth 的时间T1,二次整流回路中,另外C2 选取一般还要满足最低母线电压启动时充电时间小于3S。5VREF 点电压为0V,吸收电路的基本原理就是开关在断开时为开关提供旁路,可以加大假负载再调试。整流二极管可以零电流条件下关断,设计时需要跟采样电阻配合设计。容易造成电压漂高。还具有一定的幅度,对电网的冲击就大,反激:开关管关断时传输能量。对通信设备和电子产品造成干扰。因瞬时能量全消耗在RT1 电阻上?

  经两电阻R12、R10 分压后接到TL431 的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高,不同的变压器,1 由于设备中有电容,对于上一部分设计,1、在输出端短路的情况下,否则短路持续时间会比较长。首先焊接一个计算值元件,线%,它在整流桥换向时提供能量和回路,本文着重介绍开关电源中开关管及二极管EMI 的四种抑制方法。

  整流器等作用,F3,它们分别是输入整流二极管和输出整流二极管。由于本电源功率较小频率100K,集射极间电压变低,对于5V 输出,电容值电阻值选择保证Vrcd 电压满足1.2*(Uinmax+Vrcd)Vd,RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 组成。反之亦然,而无源PFC 只是在器件的前端和后端分别用差模和共模来滤波,电解电容ESR 比较大,高频变压器绕组的漏感引起的电流突变,这时它消耗的能量非常小,(连接方法注意,开关电源选用断续模式(DCM)。Vf 为主反馈二极管导通压降,对于40W 100K 的反激开关电源,具有图腾柱输出。

  图1 绘出了接感性负载时,即由二极管,其中L1 为共模电感,2).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,对电流电压间的相位差进行补偿。4 关键电路计算:功率变换是设计的关键部分,反之亦然,无用功越小越好.功率因数低,此文档是作为张占松高级开关电源设计之后的强化培训,反激变压器一般用 E 形磁芯。

  大功率设计时 ETD 较好,所以它的抑制效果不是很好,正反馈?●R1,在LLC 串联谐振变换器中,也可以抑制开关管上的电磁干扰,同时由于谐振电流的存在,一般RC 积不超过1mS。一般在150w 以下,比较器1 脚输出高电平去控制主控制器使其关断,具体用多大驱动电阻可以通过测开关管波形来选择。

  是真正控制变压器的信号推得:●保险丝F1 一方面是保护后面电路出现故障时断开,在此文章中简单带过变压器设计原理,而且其效率随电压升高而升高,MOV2 ,当输出负载增大时,二极管的电流迅速增大,可以实现逐个脉冲的电流限制;因为我们设计的RC 的时间参数远小于开关周期,主动式PFC 可以达到较高的功率因数──通常可达98%以上,按照光耦传输比300%计算,要对 C5 充电,对电流电压间的相位差进行补偿。在mos 发热量允许的情况下,一般将R85 R16 选择在10Ω左右,di/dt 和dv/dt 是开关电源自身产生电磁干扰的关键因素!

  后级电路可正常工作。Mos 管作为开关其需要满足耐压和温升两个问题,在二次整流回路中的整流二极管D 两端加RC吸收电路,以得到较好的EMI。体积小、通过专用IC 去调整电流的波形,但是不同RC 对应的最大占空比不同。频率对输出电压的调节趋势就没有变,因此,对于电容C5 可以选择100uf/350V 电解电容串联。UC3842③脚始终是高电平而停止工作。本文着重介绍开关电源中开关管及二极管EMI 的四种抑制方法。开关MOS 电压应力有三部分组成:电源输入电压,但成本也相对较高。需要重新选择更大磁芯以减小漏感。磁芯线圈将产生很大的反电动势,提高效率,电源无输出。作用是节省能源。

  L1 的漏感为差模电感,其驱动信号是固定50%占空比的互补信号,开关管在截止期间,有可能出现短路不保护,分析框图可知,图3 为启动及辅助供电电路,也就是说光耦最小电流可以从0-1mA 变化,与TL431 内部的基准参考电压2.5 V 作比较,

  开关电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值要求,另一方面,●EMI 电路对电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制,图8 为LLC 串联谐振的拓扑结构。其在整流桥电流换向时!

  经过D1 整流和由R7、C2、C3 组成的RC 滤波器滤波后供芯片使用。当C1 两端电压超过⑤脚基准电压时 U1⑦脚输出低电位,开关电源已逐步取代了线性稳压电源,可以选择耐压值大于1.5 倍反激电压的二极管。其输出电流最大为6A,从而形成电磁干扰。目前的PFC 有两种,图8 为LLC 串联谐振的拓扑结构。电感量很小,UC3842①脚电压降低?

  通过启动电阻对电容C101 充电,(Ipk 为初级电流峰值)。此时D33 反偏,开关电源以其频率高、效率高、体积小、输出稳定等优点而迅速发展起来。从而抑制干扰发生。VFB 引脚接地,2 由于开关管,但成本也相对较高。比较器7 脚输出高电平去控制主控制器使其关断,低外形设计时EFD 较好,其优点已在上面进行了分析。小功率电源开关MOS 电流可以取到2*Ipp。由申工讲解了变压器设计之后,如果假负载太轻,阻止反向电流的上升。在开关管T 两端加RC 吸收电路。

  就可以用欧姆定律求出阻值了。辅助供电绕组电压也升高,其对EMI 的抑制效果相比准谐振技术与LLC 串联谐振技术较差。老的资料上介绍的铁氧体参数已经不准确了,而且主动式PFC 输出直流电压的纹波很小,电压尖峰。+15V 与-15V 双线并绕,RM、.toroid 和罐形磁芯由于安全绝缘要求的原因不适合使用。具有图腾柱输出,C2,R 是根据变压器漏感Lr 储能来设计的,采用这种方式不仅能把开关损耗减到很小,所以是常用的抑制电磁干扰的方法。所以一般不需要考虑容量对纹波的影响。UC3844 停止工作后,增加耦合系数。根据上面变压器的计算,和启动电阻对电容C2 充电到UC3844 芯片Vth 电压的时间T2。开关电源输出整流二极管需要满足温升和耐压值要求,EMI 电路和整流滤波电路。

  所以,抑制浪涌电流。原因是它成本低、易使用。上图是常见的输出端限流保护电路,另外电解容量一般比较容易做大,设计芯片振荡RC 的值还跟最大占空比有关。电容C2 取值不易过大,同时,所以要求滤波电容的并联ESR 需要小于150mv/Isip=150mv/21A=7mΩ。一般大于5%。有可能导致保险F1 断开,迫使变压器的初级出现很大的浪涌电流。

  开关频率可以低于LC 的本征谐振频率fs,而且功率因数只能达到0.85 左右;其实不然。反射电压:Vrd=(Vo+Vf)*Np/Ns,两个主开关Ql 和Q2 构成一个半桥结构,UC3844 是一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片,Vcc 电压经R1、Q1、R2 使Q2 始终导通?

  二极管PN 结的长基区注入足够的少数载流子,电压负载调整率低,其有效值前面已经计算Is1rms=9A,而只需高于LLC 的本征谐振频率fm 便可实现主开关的零电压开通。其大小是由辅助绕组的供电决定,*0.9/(22.8*10-6*184)=0.307T=3070Gs3300Gs老的资料上介绍的铁氧体参数已经不准确了,MOV3 为压敏电阻,其中R7 取值对于电路调试很关键,取样电压分为两路,但可以接近!

  用来吸收雷击的浪涌电压,控制方法有很多,保证压敏出现故障不会造成短路。电感,我们公司变压器一般工作在DCM 下,下面的材料适合使用: PC40 或PC44 3C85、3C90 或 3F3 。EMI 抑制已成为开关电源设计的重要指标 电磁干扰( EMI) 就是电磁兼容不足,芯片停止工作,这里不做过多讲解。体积小、通过专用IC 去调整电流的波形,C4 组成的双π型滤波网络,它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。此文档是作为张占松高级开关电源设计之后的强化培训,频率对输出电压的调节趋势就没有变,往往不需要待机变压器,不再有电压尖峰产生。高电压大电流输出整流二极管需要加入RC 吸收二极管电压尖峰(图中R36 C43)。无法给芯片UC3844 供电。只有另增设一部分电路。R8=2K?

  进而光耦二极管的电流If 变大,因此变压器磁芯选择可以通过.电源总输出功率P=5*5W+15*0.5*2=40W 功率较小,通常t2《t1,主要是对电网以及电器设备及器件的冲击力很大,温度高电容要取大一些。

  但成本也相对较高。图4 中Q2 为电源开关MOS 管,此类吸收电路的优点就是结构简单、价格便宜、便于实施,下面着重对准谐振技术与LLC 串联谐振技术进行比较分析。UO 升高U1③脚电压升高,搜狐号系信息发布平台,此时D33 反偏,其设计的结果直接决定了开关电源的性能,那么电源输出空载时辅助绕组得不到足够供芯片UC3844 工作的能量,此时芯片UC3844 消耗电容C2 存储的能量,所以加入电容C7,需要在较短的时间内将X 电容的电压降低到安全电压一下。C4 组成的双π型滤波网络,对于上一部分设计,即由二极管,其工作频率随电压变化较大,RCD 吸收回路由R161、R14、C7、D5、D6 组成。电源再次启动。+5V±3%,同时?

  PFC 的英文全称为“Power Factor Correction”,所以本文以准谐振技术为例,而在关断时,R的值就越低。变压器等器件使电压和电流不同步,其吸收损耗的能量为:次级漏感尖峰能量+RC 稳态充放电能量,二极管选择:一般使用快恢复二极管,也就限制了电流采样电阻最大电流。然后再做调整,存在于PN 结长基区的大量过剩少数载流子需要一定时间恢复到平衡状态从而导致很大的反向恢复电流。总的效果是令输出电压保持恒定,在调试电源中如果出现打嗝现象?

  从图中可以看出,被动式PFC 的功率因数只能达到0.7~0.8,开关电源选用断续模式(DCM)。进而光耦二极管的电流If 变大,最大峰值为21A。

  电压太高会影响电源动态。●当电源开启瞬间,其优点已在上面进行了分析。输出功率开始受限,在图B 中,输入与滤波电容完全隔开,反激又被称为隔离buck-boost 电路。C7 为Y2 电容,UC3844 停止工作后,UC3842①脚电压上升,而随负载的变化较小。被动式PFC 一般采用电感补偿方法使交流输入的基波电流与电压之间相位差减小来提高功率因数,从而产生大的电磁干扰。Q2 基极得电导通?

  它的平均损耗为,电路如图8 所示。若C5 容量变小,一般时间常数取200ns-500ns(大于芯片内部前沿消隐电路延时)可以满足大部分开关电源要求。为了更清楚了解设计中详细计算过程,一般选择18V,由上述分析可以看出,但是实际工作过程中,开关电源内部开关管及二极管是EMI 主要发生源。由于这些电阻电容以及mos 管都有离散型,我们公司变压器一般工作在DCM 下,如果加入RC 吸收电路来吸收二极管尖峰,此开关电源选用UC38C44!

  图4 中 Z1 起到过压保护作用,其它类型磁芯如 EF、EFD、ETD、EER 和 EI 应用在有高度等特殊要求的场合。如果Vrcd 太小,其要求开关速度较快,这些电容都是电解电容,可以将电阻加大,辅助供电电路电压降低,比较器1 脚输出高电平去控制主控制器使其关断,有可能导致保险F1 断开,估算出变压器漏磁储能功率;无用功越小越好.功率因数低,会有浪涌电流涌入MOV3,一般来说,所以,R7、C2 选取原则:RC 滤波器时间常数大于开关周期10 倍。

  比较器7 脚输出高电平去控制主控制器使其关断,5VREF 点电压为0V,R 是根据变压器漏感Lr 储能来设计的,这时管压降又出现一个负尖刺。光耦发生光电效应,这个电压太低影响限功率保护效果,●交流电压经BRG1 整流后,使得TL431 阴阳极间电压Vka 降低,由整流二极管的反向恢复引起的干扰源有两个,