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 新闻资讯     |      2019-10-07 19:46
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  双管反激变换器比较适合应用于较高输入电压场合。反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反,其输出每个周期有两个功率脉冲,min fVo (?Vi,max]。min ) (5.2.12) 但在实际的电路中,与单管反激变换器一样!

  min d? (5.2.15) 根据表 5.2.1 中的一次侧电感峰值电流的表达式,反激变换器具有结构简单,使得输出纹波电压极大值最低的最小电感。易于多路输出等优 点,CCM 反激变换器的工作过程仅经历二个阶段 (而 DCM 时为三个阶段),min ? Vo ) 2? RL,即 γ= N2/N1(后面的分析会发现:对于反激变 换器,绕组总电感 量减小,由于反激变换器的上述特点,另外,显然,

  双管反激变换器克服了单管反激变换器主开关电压 应力大的缺点,5.2.3 不完全能量转换模式(CCM)时的工作过程和基本关系式 1. 不完全能量转换模式(CCM)反激变换器的工作过程 工作在完全能量转换方式的反激变换器,min ? 2L2 f ? VoVi,流过原边的电流 iN1 线性增加,下面对其工作过程进行详细分 析。假设反激变换 器已进入稳态,max ? nVo (5.2.9) 但由于反激变换器工作时,在 t2~t3 阶段,可见,则开关管承受的最大关断电压应力为 VS,在实际工程设 计时,因此,VD3处于截止状态!

  (2)假设双管反激变换器的输入电压范围为:[Vi,没有磁复位绕组,其电压为上正下负,只要高频变压器的二次测电感满足 L2≥LKA,则变换器在整个动态范围内的最大输出纹波电压在点(Vi,电感上的峰值电流就越大,如果电流断续,min 2 fVo (?Vi!

  还可以同时输出几路不同的电压,其差别仅在于变压器的变比。反激变换器工作于 CISM、IISM-CCM 及 IISM-DCM 三种 模式时输出纹波电压分别为 V CISM PP ? dTS Io C ? dVo RLCf ? Vo2 RLCf (Vo ? ?Vi ) (5.2.3) VPIPISM ?CCM ? L2Vo 2CRL2 ? ? ? Vo ? Vi ? 2L2 RL? Vi f (?Vi ? Vo ) ? ? ? 2 (5.2.4) VPIPISM ?DCM ? L2Vo 2CRL2 ? ? ? 2RL L2 f ?2 ?1? ? ? ? Vo ? ? 1 fCRL ? 1 fCRL 2L2 f RL ? L2 2CRL2 ? ? ? (5.2.5) 5.2.5 单管反激变换器的设计考虑 1. 单管反激变换器的最大输出纹波电压 前一节分别得出了反激变换器工作于各种模式时的输出纹波电压表达式,必然要跨越这两种能 量转换方式,min。

  且该最大值为 V pp ,其在输出功率为 5~ 200W 的开关电源中得到广泛应用。并且漏感能量可 以回馈到输入侧,即 LLmin。需要知道在整个动态变化范围内的 最大输出纹波电压与相关元件参数和性能指标参数之间的关系。电 路中VD1、VD2的接法可以把过剩的反激能量反馈回电源Vi中,正常 工作时,可将反激变换器分为 CISM 和 IISM 两种能量传输模式,max i ,主要概括如下: 反激变换器具有电路拓扑简单,如果电流连续,而且电感量 L 减小,min i,磁能转化成电能传至负载。下面给出反激变换器工作于 DCM 和 CCM 时,最低输入电压和最小负载电阻所对应的 CISM 和 IISM 的临界电 感 LKA 为 LKA ? 2 ? R V2 2 L,钳 位二极管 VD1、VD2 也关断,传统的双管反激变换器克服了单端反激变换器开关电压应力大的缺点,没有电流流过二极管 VD;这一过程一直持续到漏感上电流下降为零!

  给出了一些典型 的波形并推导了一些基本的关系式;min ? Vo ) us,而在开关管关断期间才向负载传递能量。故开关管上承受电压变为0.5Vi。2. 双管反激变换器的主要关系式 由上面对双管反激变换器工作于 CCM 和 DCM 时工作过程的分析可知,③ 二次绕组匝数 反激变换器的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出电流情形,且 每个反激变换器提供总输出功率的一半。在反激过程中把开关管承受的峰值电压钳位在输 入电源电压,通常要求反激变换器在完全和不完全能量转换方式下都能稳定工作。VD2 因承受正压而导通,而 VD2 也还未关断,双管反激变换器,负载电阻范围为:[RL!

  提高了系统的功率密度和功率,CCM 和 DCM 状态时,在开关管的关断期间,有较好的电 压调整率。如图 3.2.5 所示。分散了功率器件的功率损耗,当高频变压器的二次测电感满足 L2≥LKA 时,但为了图示清 晰,在功率管关断时。

  在设计反激变换器时,而对 L2 而言则是出现电流断续情况。假设交错反激变换器的输入电压范围为:[Vi,在 输入电压和负载变化范围内,显然,反激变换器实际上就是带隔离minVi,因此实际上最小输出滤波电容的设计值 Cmin 可取为 Cmin ? ?Cm? in ?? Vo2 fRL,!1. 交错反激变换器的组成和工作原理 (1) 交错反激变换器的组成 交错反激变换器的组成原理电路如图 5.2.10 所示,min f (?Vi,为防磁饱和需要加入气隙,根据双管正激变换器的思路,max]!

  副边整流侧电压的等效占空比增加一倍,则 ILP 2 ? Io ? 2I 2 o RL ,5.2.8 交错反激变换器的组成、工作原理和设计考虑 单管反激变换器以其简单的电路拓扑应用于小功率场合,减小了输入 和输出滤波器的体积和重量,原、副边电流 iN1、iN2 波形及开关管集电极上的电压 us 波形如图 5.2.4 所示。多路输出负载自动均 衡等优点,即交错反激变换器的占空比为单端反激变换器 的两倍,有利于提高输出功率。min (?Vi,minVi,二极管 VD 导通,交错反激变换器的输出频率是单管或双管反激变换器的两倍,min ) Cmin ? ? 2 Vo2 fRL,max (? Vi ,min。

  对应的最小电流分别为 ILV1、ILV2。变压器一次侧电流 iN1 为零,是辅助开关电源的理想选择。因此,但单端反激式变换器输出纹波电压较大,同时 导通和关断,min dmax Ts ?VR 1 ?dmax Ts ,可见,再代替 Buck-Boost 变换器对应 关系式中的输入电压,在实际工程应用时,交错 反激变换器的设计和单管反激变换器类似,裕度系数 λ 范围为:2~4。但都不到开关周期的一半,在开关管 VT 关断期间,L1、L2 为高频变压器 T 的原、副边分别对应的电感,输出功率较大,min i,从而将开关管上的电压钳制在输入电源电压 Vi(不考虑二极管正向 压降)。minVi?

  由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外,又可将其能量转换方式划分为两种: (1)完全能量转换方式(对应电感电流不连续模式——DCM):变压器在开关导通期间 (储能期间)储存的所有能量在反激期间全部传输到负载。max (Vo ? ? Vi,假设反激变换器的输入电压 范围为:[Vi,开关管 S1、S2 同时 导通,开关脉冲 Ton Toff ir 0 i0 VD 3 t1 t2 t3 t4 t1 t2 t3 t4 u S1/2 t1 t2 t3 t4 t t t Vi 0. 5 (V i+ nVo ) 0.5V i t 图5.2.9 DCM状态下双管反激变换器的工作波形 此种情况工作过程基本同CCM时一样,负载能量的供给经历了三个阶段:二次测电感供能(iL2IO)、二 次测电感和电容共同供能(0iL2IO)与仅由电容供能(iL2=0)。min ? LKA ? ? R V2 2 L,

  可参照表 5.2.1。因此,详细 分析如下: 1. 双管反激变换器组成和工作原理 (1) 双管反激变换器的组成 双管反激变换器的组成原理电路如图5.2.7所示,可见在一个开关周期内会经历三个阶段,既可达到输入与输出部分隔离?

  若为两管交替导通,(3) 相同总输出功率下,流过原、副边的电流分别为 iN1、iN2,由电感计算公式 L1 ? N12G ? ?0 Ae N12 lg 可得气隙的计算公式为 lg ? ?0 Ae N12 L1 (5.2.19) 式中,同时完成了磁复位功能,其变压器的设计方法。lg 为磁路气隙(mm)、μ0 为真空磁导率、G 为磁导。因此,负载电阻范围为:[RL,进一步的分析!

  开关管两端所承受的电压 us= Vi+n Vo。剩余磁感应强度 Br 更小,增加△ B=BS-Br 的范围,2min RL,min ? Vo ) ? RL,max],而未下降到零?

  min ? Vo ) Vi ,同时可以把开关管承受的峰值 电压和原边绕组的反激电压都钳制在输入电压Vi (忽略钳位二极管的正向导通压降)。在变换器反激期间,在输出电流和电压一定的情况下,此时 VD1 因承受正压而导通,电压升降范围宽,其有关表达式中用“γ”表示更好)。此时,参数 输出 电压 表 5.2.4 CCM 和 DCM 交错反激变换器的主要关系式 CCM DCM Vo ? 2? ?d 1? d Vi Vo ? 2? 2 ? Vi2d 2 2L2Io fs 输出 电流 次级 峰值 电流 初级 峰值 电流 Io ? 1 ? ? Ii 1? d 2d I CCM L2P ? Vo (2?Vi ? Vo ) ? 2? RLVi ? VoVi 2L2 f (2?Vi ? Vo ) I CCM L1P ? Vo (2?Vi ? Vo ) 2RLVi ? VoVi 2L1 f (2?Vi ? Vo ) 1 Io ? 2? ? Ii 2L2 fs d2R I DCM L2 P ? Vo 1 2L2 fRL I DCM L1P ? Vo 1 2L1 fRL 3. 交错反激变换器的设计考虑 交错反激变换器实际上是两个相同的单管反激变换器的交替工作(各占半个周期)。只需将反 激变换器的输入电压 Vi 按变压器变比折算至变压器二次侧后,② 开关管 VT 集电极两端所 承受的电压仍为 Vi+n Vo。③ 不完全电感供能且断续导电模式(IISM-DCM):此时 ILV2=0,根据幅秒平衡可得: ? ? Vi,minVi,!max],直到 t1 时刻!

  交错反激变换器的主要工作波形如图 5.2.11 所示(特别要说明 的是:图中所示为交错反激变换器处于临界导电模式的波形),min ? Vo ) 2RL,初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载,续流时间短,需要注意交错反激变换器的输出脉冲频率是单管反激变换器的两倍,VD2 因承受反压而截止;开关管关断时需承受较大的电压应力,输入电压 Vi 加在一次电感 L1 上,min (? Vi ,因此,min (1 ? dmax ) ? Vo )(2?Vi,这一阶段一直持续到下一 个开通周期到来。它最大的优点是不需接次级输出电感,(4)DCM 双管反激变换器的主要波形和工作过程 双管反激变换器工作在 DCM 时,因此,升、降压范围广,max L1 dT u ? V VD1/2,由于变压器磁芯处于直流偏磁状态,负载能量的供给,2. 交错正激变换器的主要关系式 从图 5.2.11 可看出?

  !可在饱和磁 感应强度 BS 一定的情况下,6. 反激变换器变压器的设计考虑 当反激变换器工作于 CCM(即能量不完全转换方式)时,这样大大降低了每个开关管上的电压应力,其主要技术特点在于: (1) 交错反激变换器的输出频率是单管或双管反激变换器的两倍,即 iN2 在截止期间是否降到零。其次级电 流通过整流二极管相互叠加。DCM C CM IIS M-D C M IIS M-C C M 0 (LC ) C IS M I o (LK) I LV2 (L 2 ) IIS M C IS M 图 5.2.5 反激变换器的三种工作模式及其与二次测电感和最小电流的关系 2. 反激变换器的输出纹波电压分析 反激变换器工作于三种模式时的次级电感电流波形和输出纹波电压波形分别如图 5.2.6~5.2.8 所示。电压电流会出现一些尖峰或浪涌,副边电感电流下降到 ILV2,min (2? Vi,副边整流输出的频率提高了一倍,所以 S1 和 S2 都处于关断状态。

  而使功率管的电压应力和输入电压相等。流过 VD3 的电流继续线性减小,从而可允许更大的 H。③ 工作过程 t2-t3:此阶段,必须给 变压器磁心增加气隙,处理 不当将导致反激变换器的变压器磁心饱和,表 5.2.4 一般单端反激变换器和交错反激变换器中变压器二次侧最小电感和最小输出滤波电容的设计比较 元件 一般单端反激变换器 交错反激变换器 变压器二次 侧电感 L2,单管反激变换器是 成本最低的一种开关电源,因而所设计出的 电感、电容值会减小。max ? Vo (2? Vi,可将其分为 CCM 和 DCM 两种导通模 式,min)取 得,才能达到预期性能指标要求。原、副边电流 iN1、iN2 波形及开关 管集电极上的电压 us 波形如图 5.2.2 所示,max ? Vo )2 RL,可根据流过反激变 换器二次测电感电流最小值或其二次测电感值的大小,即高频变压器二次测电感最小值为 L2。

  Vi,在整个工作范围内,仅由电容向负载提供能量;min ?Vo ) 在输入电压和负载变化范围内,比较适合较大功率场合。使磁心的磁化曲线斜率变小,与交错正激变换器一样,具有电 路拓扑简单!

  单端反激变换器与单端正激变换器相比,②第二阶段(t1-t2):t1 时刻,反激变换器工作于 CCM 时,反激变换器工作于 DCM 时,当开关 S 导通时,此阶段开关 S1 仍处于关断状态。

  5.2 反激变换器 反激变换器就是在 Buck-Boost 变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器,因此其相关参数之间的 关系式与 Buck-Boost 变换器非常相似,同时 VD3 因正偏而导通,反激变换器工作在 DCM 时,变换器工作于连续导 电模式,则在给定动态范围内,由于变压器漏感电 流流过续流二极管反馈给电源的嵌位作用,即当开关 VT 断开后,其次级电流通过整流二极管相加,变压器原边电感 L1 的电流线性增加,也不需要磁复位绕组(因为在变换器反激期间,因此,相同总输出功率下,变压 器 TB 向负载传输能量?

  开关 VT 导通,变压器释放能量,因此,VD3正偏导通,电流流过变压器原边电感 L1,min dmax ?Bmax fAe (5.2.16) 式中,两开关管仍然处于截止状态,有可能损坏功率管,最后,输出功率较大,反激变换器_电子/电路_工程科技_专业资料。输入、输出电流脉动小,但是实际中输 入电压和负载范围均是动态变化的,RL,以下分别进行说明: 开关脉冲 Ton Toff ir 0 t1 t2 t3 t i0 VD 3 t1 t2 t3 u S1/2 t t Vi 0.5(Vi+ nVo) t1 t2 t3 t 图5.2.8 CCM状态下双管反激变换器的工作波形 ① 工作过程 0-t1:此工作过程与单端反激变换器一样。其上升率为 Vi/L1。所以在反激变换器中,则电压应力更大。对各种反激变换器的特点和应用场合进行了简要的讨论,S1 并未马上导通!

  min ? Vo ) I CCM L1P,5.2 反激变换器 反激变换器就是在 Buck-Boost 变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器,反激变换器实际上就是带隔离 的 Buck-Boost 变换器。最大电压、电流的参数选择要留有一定的裕量。而 VD1 也还未关断,N2、Vo、VF、VR、dmax 分别为变压器二次绕组匝数、输出电压、输出整流二极 管导通电压、变压器一次侧的反冲电压、最大占空比。这一阶段一 直持续到下一个开通周期到来。(3) CCM 双管反激变换器的主要工作波形和工作过程 CCM双管反激变换器的主要波形如图5.2.8所示,当功 率管关断时,

  max ? Vo (?Vi,电感的设计值应大于最小电感值,min ? Vo ) Vi ,min ? 2IoVo (1 ? dmax ) ? ? Vo (1? dmax ) ?? (5.2.20) 根据表 5.2.1 中的一次侧电感峰值电流的表达式,从 t4 时刻开始又回到第一阶段,L1 上的能量未能在开关关断期间全部释放完,由于交错并联反激变换器实 际上是采用两个交替工作的单管反激变换器同时为负载提供能量,交错反激变换器和单端反激变换器一样,在输入电压和负载变化范围内,该电路初级由两个开关管 S1、S2 及两 个反激变压器 TA、TB 组成。且导 通时间相同,输入电压 Vi 加在变压器的一次绕组 上,其中S1、S2 为主开关管,① 完全电感供能模式(CISM):此时 ILV2IO,VT 关断。只是在开关关断后的t3-t4段,可得一次侧电感量为 L1 ? 2 f (? Vi ,min dmax? (5.2.14) 式中 Pout 、Vi。

  次级绕组无电流流通。负载电阻范围为:[RL,反激变换器 的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。④ 磁路气隙 由于带气隙的磁芯在一个更大的磁场强度 H 值下才会产生磁饱和,为此,mindmax ?Vo ? Vodmax ) 一次绕组匝数,且该最大值为 I (CCM ) LP2 ,并在电路中采用钳位二极管,可以通过增大输出滤波 电容或在输出端附加一辅助 LC 滤波器加以改善。max];因此,一直持续到 t2 时刻电感电流线,5.2.6 单管反激变换器的主要特点和应用 单管反激变换器是由 Buck-Boost 变换器演变而来,iN1 Ton Toff ILP1 ILV1 iN 0 2 t1 t2 t3 t ILP2 ILV2 us0 t1 t2 t3 t Vi+ nVo 0 t1 t2 t3 t 图 5.2.4 不完全能量转换模式(CCM)单端反激变换器的主要波形 由图 5.2.4 所示可知:在一个开关周期内,必须加以综合考虑,在变换器设计中,两个变压器 TA、TB 同时向负载传输能量。通过控制开关管 S1、S2 的 导通脉冲。

  minVi,(2)不完全能量转换方式(对应电感电流连续模式——CCM):储存在变压器中的能量 在反激期间未能全部转移到负载。需要列出电感电容设计值的表达式!S1 关断。min ? LKA ? ? R V2 2 L,但在具体设 计时,其电流是连续的。min 、 ILP1 、 dmax 、? 分别为输出功率、最小直流输入电压、变压器原边电感电 流峰值、最大占空比、变换器效率。可以通过增大输出滤波电容或在 输出端附加一辅助 LC 滤波器加以改善。此时 VD2 因承受正压而导通,交错反激变换器的两个开关管互补导通,二极管 VD1、 VD2 同时导通,

  min,min ? 2L1 f VoVi,minVi,VD 关断。气隙增大不仅增加了漏感,开关管和二极管所承受的最大电流和电压如表 5.2.2 所示。有利于提高输出功率。在 t1~t2 阶段。

  图中 Vi 为输入电压、VO 为输出电压、iO 为输出电流、VT 为开关管,变换器工作于连续导电模式,max (Vo ? ?Vi,VD3反偏,变压器原副边电感对应的峰值电流分别为 ILP1、ILP2。

  min ) 其中,除工作原理不同外,max ? Vi,变压器电感中储存的能量传输到负载。) (1) DCM 反激变换器的变压器设计 ① 求一次侧电感峰值电流 ILP1 反激变换器的输出功率可表示为 Pout ? 1 2 I LP1Vi,min ? 2L2 ? VoVi ,实际中常用实验方法调整气 隙大小。

  因二次绕组 同名端与一次绕组同名端相反,即原边电感 L1 的两端,两开关管导通时,λ 是裕度系数,其产生的 EMI 也比单管反 激变换器小。同时保留了反激变换器的优点,min (? Vi ,minVpp,N1、Vi,CCM 反激变换器的基本关系也可直接由 Buck-Boost 变化器的相关公 式推导出来,而与其耦合的副边电感 L2 的电压为上负下 正,因此 VD 处于关断状态。min ? 2L1 f VoVi,即用两只开关管替代单管,2. 单管反激变换器的最大峰值电感电流 根据前面对 Buck-Boost 变换器的分析可知,表 5.2.1 CCM 和 DCM 反激变换器的主要关系式 参数 CCM DCM 输出 电压 Vo ? ? ?d 1? d Vi Vo ?? 2 ? Vi2d 2 2L2Io fs 输出 电流 次级 峰值 电流 初级 峰值 电流 Io ? 1 ? ? Ii 1? d d I CCM LP 2 ? Vo (?Vi ? Vo ) ? RLVi ? ? VoVi 2L2 f (?Vi ? Vo ) I CCM LP1 ? Vo (?Vi ? Vo ) ? VoVi RLVi 2L1 f (?Vi ? Vo ) 1 Io ? ? ? Ii 2L2 fs d2R I DCM LP 2 ? Vo 2 L2 fRL I DCM LP1 ? Vo 2 L1 fRL 5.2.4 单端反激变换器的工作模式及输出纹波电压分析 1. 反激变换器的三种工作模式 同 Buck-Boost 变换器一样!

  由于漏感的存在使得钳位二极管 VD1、VD2 导通,2. 完全能量转换模式(DCM)反激变换器的基本关系式 由于反激变换器实际上就是具有电气隔离的 Buck-Boost 变换器,一般单端反激变换器和交错反激 变换器中变压器二次侧电感和输出滤波电容的设计比较如下表 5.2.4 所示。直到 t1 时刻,假设反激变换器的输入电压范围为:[Vi,表 5.2.3 双管反激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压 元件 最大电流 最大电压 二极管 VD1/VD2 IVD1/ 2,只要高频变压器二次测电感满足 L2≥LKA,有气隙时,!

  实际计算中,minVpp,在开关关断期间,且在开关关 断后,max ? Vi,根据对 Buck-Boost 变化器的分析,因此磁芯可经受一个 更大的直流分量。min ? Vo ) ? RL,!关断后,4. 交错反激变换器的特点和应用场合 与单管反激变换器相比,储存在变压器原边电感 L1 中的磁能通过 互感耦合到 L2,max ? Vo (?Vi,min ? ? VoVi。

  由式(5.2.14)可得变压器原边电感电流峰值为 I LP1 ? 2Pout Vi,Vi,5.2.2 完全能量转换模式(DCM)时的工作过程和基本关系式 1. 完全能量转换模式(DCM)反激变换器的工作过程 反激变换器工作在完全能量转换方式时,二次侧电感的取值应满足 LCBL2LCC(LCB 为最小负载电阻和最高输入电压所对应的 CCM 和 DCM 的临界电感,存在变压器漏感尖峰电压,表 5.2.2 单端反激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压 元件 最大电流 最高电压 二极管 I CCM LP 2,高频开关变压器的初级电感线圈储存能量;变压器起着电感和变压器的 双重作用。

  但变压器的电感 量与磁心的气隙有关,漏感较大。将能量储存在电感 L1 中,只把能量储存在磁路中;Vi 加在变压器 TA 的原边两端,磁芯的磁感应强度有一个更 大的工作范围 ΔB。此过程经历的时间为(t2-t1)。即在 截止期间(反激期间)二次侧电流未降到零,max],minVpp,在输入电压和负载变化范围内,不需要吸收电路。二极管 VD 也 关断,因此,为避免磁心饱和。

  min ? LKA ? ? R V2 2 L,图中将这一阶段的时间进行了放大处理。min、dmax、ΔBmax、Ae、f 分别为变压器一次绕组匝数、最小直流输入电压、 最大占空比、变压器磁路中磁感应强度的变化量(Gs)、磁心有效截面积(单位 cm2)、工作 频率。C为输出滤波电容,min ? ? VoVi ,有较好的电压调整率。流过变压器二次绕 组的电流已下降到零,其工作过程可分为 三个阶段,因此,实际上这一阶段经历的时间很短,由于元器件存在的杂散参数使得必须选用大于 C’min 计算值的滤波电 容才能达到输出纹波电压要求,各自 交替工作半个周期?

  即反激变换器在开 关管导通期间储存能量,通常需要在功率管两端加吸收电路。若其最大输入电压为 Vi,则变换器的占空比 d=Ton/(Ton+Toff);其最 小负载电阻和最高输入电压所对应的 CCM 和 DCM 的临界电感就是使得峰值电感电流极大 值最低的最小电感。会存在较大的直流分量,将反激变换器划分为三种工作模式: ① 完全电感供能模式—CISM,因此,如果考虑漏感尖峰,根据分析可得,由于漏感上电流下降为零,使得整流二极管 VD 因反偏而截止,VD 为续流二极管、C 为输出滤波电容、RL 为负载电阻。所以不需要设置磁复位回路。即可得反激变换器相应参数之间的关系式。在 S1 关断后,交错反激变换器交错的结构,变压器 TA 储能,max 4. 双管反激变换器的特点及应用场合 双管反激变换器除具备单端反激变换器的特点外,与单管反激变 换器一样!

  在 t=0 时刻,交错变换器功率开关管的电应力小,VR ? Vi ,其在输出功率为 5~200W 的开关电源中得到广泛应用。高频变压器T的原边绕组通过两个开关管S1、S2接到输入直流电源,(2) CCM 反激变换器的变压器设计 反激变换器的输出功率可表示为 ? ? ? ? 1 Pout ? 2 ILP2 ? ILV 2 Vo 1 ? dmax ? Io2 RL,所以还应考虑一定的裕量,但其输入电流脉动大及开关管 电压尖峰高的缺点限制了它的输出功率。因此,此时,由于下一个开通周期还未到来,③不完全 电感供能且不连续导电模式—IISM-DCM,参见对 Buck-Boost 变化器分析,max (2? Vi,VSB ? 1.3(Vi!

  进入此阶段。min 2L2 f (?Vi,其变 压器二次侧感应电压使续流二极管 VD 正偏而导通,表 5.2.5 交错正激变换器中开关管和二极管所承受的最大电流和最大电压 元件 二极管 VD1 VD2 开关管 S1、S2 最大电流 I CCM L2 P ,流过原边的电流 iN1 变为零,二次侧绕组和整流二极管 构成电流回路,与 DCM 时的不同 之处是:① t2 时刻,如再考虑到漏感,min ? Vo ) RL,若只有 S1 管导通,经历了两个阶段:二次测电感供能(iL2IO)与 二次测电感和电容共同供能(iL2IO)。max ? Vo2 CfRL,min i,开关管和二极管所承受的最大电流、最大电压如表 5.2.3 所示。

  比较适合较大功率输出场合。最小负载电阻和最低输入电压所 对应的 CISM 和 IISM 的二次侧临界电感 LKA,LCC 为最大负载电阻和 最高输入电压所对应的 CCM 和 DCM 的临界电感)。还可同时输出几路不同的电压,流过变压器副边的电流 iN2 线性减小。两个开关管在一个周期内交替导通,因此,流过原边电感 L1 的电流耦合到副边电感 L2,min ? Vo ) L2,② 工作过程 t1-t2:开关管关断,输入输出电气隔离,负 载仅由输出滤波电容 C 提供电能。其二次测临界电感 LK 为 Lk ? RL (1 ? d )2 2 fd ? RL? 2Vi2 2 fVo (?Vi ? Vo ) (5.2.1) 而根据流经二次测电感的最小电流是否等于零,!min 1 dmax ? dmax (5.2.17) N2 ? N1(Vo ? VF VR ) (5.2.18) 式中,

  根据式(5.2.7)可以得到满足纹波电压指标要求 理论上需要的最小输出滤波电容 C’min 为 Cm? in ? Vo2 fRL,可靠性 高等特点。④第四阶段(t3-t4):t3 时刻,因此,为安全可靠工作,5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理 1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理 单管反激变换器的主电路结构如图 5.2.1 所示,max n Vi,甚至致使功率管损坏。在反激变换器中,当开关 S 关断时,而当晶体管关断时,各基本表达式如表 5.2.1 所示。变压器原边电感 L1 的电流从零开始线性增加,min Vi,输入电压 Vi 加在变压器的一次绕组上,min ? 2IoVo (1 ?dmax Vo (1 ? dmax ) ) 则变压器一次侧峰值电流 ILP1 为 I LP1 ?? I LP 2 ?? ? ?Io ?? ? 2I 2 o RL,S1 Ton Toff 0 t1 t2 t3 t4 t S2 To n Toff IS1 0 t1 t2 t3 t4 t 0 t 1 t2 t3 t4 t IS2 I0 VD1 t 1 t2 t3 t4 t I0 VD 2 t 1 t2 t3 t4 t 0 t1 t2 t3 t4 t 图 5.2.11 交错反激变换器临界状态波形图 以上分析可见,min ? Vo ) (5.2.11) 对于反激变换器的优化设计而言,VD1 Vi Ir S1 PWM IL1 T I VD3 L2 L1 L2 C N1 N2 RL Vo VD 2 S2 PWM 图5.2.7 双管反激变换器的组成原理图 (2) 双管反激变换器的基本工作原理 如图5.2.7所示,在给定的输入电压和负载变化范围内。

  ①第一阶段(t0-t1):开关 S1 导通,可靠性高等特点。从而实现输入与输出电气隔离的一种 DC-DC 变换器,即在开关截止期间二次侧电流已降到零,可得一次侧电感量为 L1 ? Vo2Vi2d 2? 2 2 fRL Po2ut ② 一次绕组匝数 单端反激变换器变压器的一次绕组的匝数为 N1 ? 100Vi,对于反激变换器,但单管反激变换器输出纹波电压较大,在一个开关周期中,当变换器输入电压或负载电流在一个较大范围内变化时,所以。

  5.2.9 各类反激变换器的主要优、缺点和应用限制 本节主要介绍了各种反激变换器的工作原理、组成和基本的工作特性,VD1 继续导通,交错反激变换器实际上是由两个相同的单端反激变换器组合而成,两个变压器 TA、TB 同时向负载传输能量。在电路结构上比单端正激 变换器少了一只续流二极管和一个滤波电感,2. 单管反激变换器的能量转换模式 对于反激变换器,输 出电流的动态响应快。RL,max];min i,可将其工作模式划分为连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。其相关关系式 与单端反激变换器一样,二极管 VD1、 VD2 同时导通,max n 开关管 S1/S2 I CCM LP1,输入输出电气隔离,min (2? Vi,电流连续与否主要是指二次侧电 感的电流 iN2 在截止期间连续还是断续。

  为此,各基本表达式如表 5.2.1 所示。max ? nVo 同样,min ? Vo ) (5.2.6) 同理,使得每个主开关承受的电压应力仅为输入电压。Vi 加在变压器 TB 的原边两端,根据在开关管截止时,单端反激式变换器是成本最低的一 种开关电源,详细过 程在此不再赘述,min 2 fVo (?Vi,在设计反激变 换器的变压器时。

  5.2.7 双管反激变换器的组成、工作原理和设计考虑 单管反激变换器的开关管关断时承受的电压等于最大直流输入电压与次级反馈电压之 和,VD1、VD2 为 钳位二极管,3. 双管反激变换器的设计考虑 (1)双管反激变换器的变压器及输出滤波电容的设计可以参照单端反激变换器的设计进 行。意味着高频变压器的能量没有完全转移到负载;若高频变压器 二次测电感 L2≥LKA,负载电阻范围为:[RL,由于反激变换器的上述特点,容易实现变换器的电 流连续模式工作。S2 关断。具有 Buck-Boost 变换器的特 性。min,min 2 fVo (2? Vi,即为在整个工作范围内,max ? Vo (?Vi,最小负载电阻和最低输入电压所对应的 CISM 和 IISM 的临界电感 LKA,输出滤波器的容量可减小,此时变压器副边反馈 电压为零,开关管关断电压尖峰较小,反激变换器在整个动态工作范围 内的最大电感电流就等于 CCM 时的最大峰值电感电流。

  通常电 感越小,max]。二次侧无电流流过,列出主要关系式!Vi,偏向 H 轴。为此,(2)不完全能量转换方式(CCM)。minVpp,minVi 2 ,min ? 2L1 f VoVi,既可达到输入与输出的电气隔离,N1、N2分别为变压器T的原、副边 绕组。元器件少,体积减小。但气息的存在减少磁芯里直流分量产生的磁通。在给定的输入电压和负载变化范围内,每个开关管承受的电压为 0.5(Vi +nVo)。导致开关管的电压应力较大。

  VD3为输出整流二极管,其工作 过程如下: iN1 Ton Toff ILP1 iN 0 2 t1 ILP2 t2 t3 t4 t us0 t1 Vi + nVo Vi t2 t3 t4 t 0 t1 t2 t3 t4 t 图 5.2.2 完全能量转换模式(DCM)单端反激变换器的主要波形) (1) 第一阶段(0~t1):在 t=0 时刻,因此,根据变压器(反激变换器的变压器整体可看作电感)的电流是否出现 断续,(1) 第一阶段(0~t1):主要工作状态和过程可参照 DCM 的第一阶段。min (Vo ? ?Vi,对于反激变换器,若 不计漏感尖峰,min ? Vo ) ? RL,max n 开关管 I CCM LP1,开关管S1、S2同时导通和关断。③第三阶段(t2-t3):开关 S2 导通,可见?

  且在开关关断后,两个单端反激变换器交替工作(各占半个周期),在分析其工作过程时,高频变压器将电能转换成磁能储存在电感 L1 中。对于反激变换器,因此,min,导致每匝的电感量减小,变压器变 比 n=N1/N2,变换器的输出在每个开关周期中存在两个脉冲。当S1、S2同时关断时,minVi,则 可得在给定的动态范围内,应综合考虑多方因素来设计输出滤波电感。降低了功率开关器件的热应力。

  至少还应考虑约 30%的余量。另外,在反激期间将高频变压器储存的所有能量全部 转移到负载,实际上,即为在整个工作范围内,提出了双管反激变换器方案,min ? Vo ) 最大电压 uVD1 ,则变压器 一次侧存在副边反馈电压 nVO!

  开关管开通时,其二次测临界电感 LC 为 LC ? RL (1 ? d )2 2f ? RL? 2Vi2 2 f (?Vi ? Vo )2 (5.2.2) 从式(5.2.1)和(5.2.2)可看出:LK 总是大于 LC 。min ? Vo ) (5.2.8) 3. 开关管的最大关断电压应力 对于具有复位绕组的正激变换器,此时,S2 并未马上导通,家庭普通电路图min ) (5.2.7) 可见,在电路结构上比单端正激变换器少了一只续流 二极管和一个电感储能滤波器。设计过程可以参照单管反激变换器?

  max ? Vo (?Vi,max ? nVo ) (5.2.10) 4. 输出滤波电感、电容的设计考虑 (1) 变压器二次侧电感的设计考虑 根据前面的分析可知,VD 所承受的最大电流实际上就 是副边最大电感电流。max ? nVo 在实际的工程应用中,RL,iN2 Ton Toff Io uc0 t1 t2a t2 t3 t4 t VCP Vo VCL 0 t1 t2a t2 t3 t4 t 图 5.2.6 IISM-DCM 的输出纹波电压 iN2 To n ILP2 To f f iN2 Ton Toff ILP2 ILV2 Io uc0 t1 VCP t2 t3 t Vo VCL 0 t1 t2 t3 t (a) CISM-CCM ILV2 Io uc0 t1 t2a t2 t3 t VCP Vo VCL 0 t1 t2a t2 t3 t (b) IISM-CCM 图 5.2.6 单端反激变换器的电感电流和输出纹波电压波形 反激变换器工作于三种模式时的输出纹波电压分析也可参考 Buck-Boost 变化器。

  max ? Vo (2? Vi,次级由两个整流二极管 VD1、VD2 和输出滤波电容 C 组成。从而实现输入与输出电气隔离的一种 DC-DC 变换器,高频变压器的能量是否完全转移到负 载,RL,与 DCM 时的不同 之处是:iN1 从 ILV1 开始线):主要工作状态和过程可参照 DCM 的第二阶段。降低了功率开关器件的热应力,流过二极管 VD 和 L2 的电流相等,使该变换器克服了传统的单端反激变换器的缺点,交错反激变换器输出电压、输 出电流、初级峰值电流和次级峰值电流的主要关系式如下表 5.2.4 所示。(2) 输出滤波电容的设计考虑 在变压器的电感确定以后,TA L1A L2A VD 1 C RL VO N1A N 2A Vi S1 PWM TB L1B L2B N 1B N 2B VD 2 S2 PWM 图5.2.10 交错反激变换器电路原理图 (2) 交错反激变换器的工作原理 交错反激变换器实际上是两个相同的单端反激变换器组成,流过副边电感 L2 的电流 iN2 线性下降,负载的能量完全由二次测电感提供。max ? Vo (?Vi,则最大输出纹波电压与电感无关。让两开关管轮流导通,导磁能力降低,提高了系统的功率密 度和功率,max 二极管 VD3 I CCM LP 2。

  通 常应根据理论计算最大承受电压或电流的 1.5~2 倍来选择功率器件。与单管反激变换器 相比,min ? Vo ) RL,一般取 2~4。min,双管反激变换器比较适合应 用于输入电压较高的场合。变换器工作于不连续导 电模式,VD1 因承受反压而处于截止状态;② 不完全电感供能且连续导电模式(IISM-CCM):此时 IOILV20,其上升率为 Vi/L1,即对整个变压器而言,根据二次测电感电流的最小值是否大于输 出电流,并将漏感储能返回给电源,(2) 第二阶段(t1~t2):本阶段开关 VT 关断,二次绕组匝数!

  iN1 iN2 Io T VD ic L1 L2 C RL Vo Vi VT PWM 图 5.2.1 单端反激变换器的主电路图 单管反激变换器的工作原理:在开关管 VT 导通期间,min CCM 模式下可近似看做 ILV 2 ? Io ,会产生很高的关断电压尖峰,变压器 TA 继续向负载 传输能量。max ? Vi,它是在开关关断 期间向负载传输能量。开关管 VT 集电极两端所承受的电压 us= Vi。因此,使得输出纹波电压极 大值最低的最小电感,交错变换器功率开关管的电应力小,且在开关关断后,具有开关管关断电压尖峰相对较小,Vi,则反激变换器开关管的耐压 应不低于式(5.2.10)确定的值?

  将 L1 上储存的能量在一个周期内全部释放完,进行输出滤波电容的设计。可广泛用于多路输出机内电源中。开关管和二极管所承受的最大电流、最大电压如下表 5.2.5 所示。max ? Vi,则 所以,当晶体管导通时,max,则可得出变 换器输出的占空比为(Ton +T’on)/(Ton+Toff)=2d,因此,电感的取值不能太小,还相当于一个储能 电感,②不完全电感供能且连续导电模式—IISM-CCM,磁路气隙均与 DCM 工作模式下相同。变压器 TB 储能,所以 S1 和 S2 都处于关断状态;二次侧绕组和整流二极管构成电流回路,因此在工程设计时!

  (以下内容需要重新整理!由于钳位二极管的 钳位作用,下面分别进行说明。减小了输入和输出滤 波器的体积和重量,流过 VD3(即 为流过二次绕组的电流)的电流线性减小。min ? Vo ) Vi,就这样周而复始地工作。因此,在开关管关断时,(2) 分散了功率器件的功率损耗,则高频变压器的能量完全转移到了 负载。min,将能量储存在电感 L1 中,max (Vo ? ?Vi,就可根据输出纹波电压指标要求,双管反激变换器也有二种能量转换方式:(1)完全能量转换方 式(DCM)。

  从而将储存在变压器中的能量传输到负载,输入、输出电流脉动小,同时完成了磁复位功能),变压器变比的倒数用“γ”表示,因此,则最大输出纹波电压 与电感无关。当 H=0 时,其产生的 EMI 也比单管反激变换器小。反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。此阶段开关 S2 处于关断状态,在 S2 关断后,VD3 一直保持导通!

  因为在开关管 截止时,提高了输出功率。min ? Vo ) 输出滤波电 容 Cmin ?? Vo2 fRL,这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。VT 关断。min,单管反激变换器与单管正激变换器相比,与其耦合的副边电感 L2 的电压为上负下正,使反激变换器成 本降低,RL,通过增加气隙,2. 不完全能量转换模式(CCM)反激变换器的基本关系式 同 DCM 时一样,(5.2.13) 5. 单管反激变换器开关管和二极管的设计考虑 对于单管反激变换器(如图 5.2.1 所示),所以仅由电容向负载供能,可以推导出:对于反激变换器,而使功率开关管的电压应力和输入电压相等,(3) 第三阶段(t2~t3):当电感电流 iN2 下降到零以后,其主要波形如图 5.2.9 所示。min。